發明專利｜適用于孤島和并網模式的微電網功率變換系統

2017-10-20 13:17:19 北極星智能電網在線整理　點擊量：評論 (0)

編者按：本發明公開了一種適用于孤島和并網模式的微電網功率變換系統，包括直流電源電路、電容串聯電路、變壓器、第一開關管橋臂、第二開關管橋臂、控制電路和三相逆變器電路;電容串聯電路的C1和C2中間連接點分別

將變壓器變比設為1，得到：

由(5)、(6)、(7)式得到：

上電容C1電壓與下電容C2電壓之差為二極管D1的導通壓降與開關管T4導通壓降之和;下電容C2在該工作狀態中不斷放出能量，能量被N2線圈吸收后傳遞給N1線圈，然后由N1線圈通過二極管D1不斷向上電容C1充電;這個過程中，C2放電，C1充電，不斷減小，不斷增加，二者電壓差減少;

(4)所述④ 狀態為③ 狀態的續流階段，該狀態下，開關管T1、T2、T3、T4關斷，該狀態下電流流向如圖5所示。電流從N2線圈的非同名端流出，經過與開關管T3反并聯的二極管D3、上電容C1后流回N2線圈的同名端，該電流不斷減小，直到為0。

(二)當上電容C1上的電容電壓大于下電容C2上的電容電壓時，開關管T1和T3輪流導通，變壓器N1線圈和N2線圈交替作為變壓器原邊，把上電容C1的能量傳遞到下電容C2上，實現兩個電容電壓的均衡;此模式下開關管T2和T4一直保持斷開狀態;

此時微電網功率變換系統的工作狀態依次為：(1)T1導通，T2、T3、T4關斷;(2)T1、T2、T3、T4關斷;(3)T3導通，T1、T2、T4關斷;(4)T1、T2、T3、T4關斷;將這四種工作狀態分別命名為⑤狀態，⑥ 狀態，⑦ 狀態和⑧ 狀態;

(1)⑤ 狀態時，開關管T1導通，T2、T3、T4關斷，電路中的電流方向如圖6所示。電流從

上電容C1的正端流出，經過開關管T1、N1線圈后流回上電容C1的負端;根據基爾霍夫方程得到：

公式中

為N1線圈兩端的電壓，

為開關管T1的導通壓降;

與此同時，在變壓器的N2線圈產生電流回路，電流從N2線圈的同名端流出，經過下

電容C2、與開關管T4反并聯的二極管D4后回到N2線圈的非同名端;此時：

為N2線圈兩端的電壓，

為二極管D4的導通壓降;

變壓器變比設為1，得到：

結合公式(9)、(10)、(11)，得到：

上電容C1的電壓值與下電容C2的電壓值之差為開關管T1的導通壓降與二極管D4的導通壓降之和;上電容C1在該工作狀態中不斷放出能量，能量被N1線圈吸收后傳遞給N2線圈，然后由N2線圈通過二極管D4不斷向下電容C2充電;在這個過程中，上電容C1放電，下電容C2充電，不斷減小，不斷增加，二者電壓差減少;

(2)⑤ 狀態后是⑥ 狀態，該狀態下電流所有開關管全部關斷，該階段為⑤ 狀態的續

流階段，電路中的電流方向如圖7所示。電流從N1線圈的非同名端流出，經過下電容C2、二極管D2后流回繞組N1線圈的同名端，該電流大小不斷減小，最終為0;

(3)⑦ 狀態在⑥ 狀態的續流完成后開始，該狀態下開關管T3導通，T1，T2，T4關斷，電路中的電流方向如圖8所示。電流從上電容C1正端流出，經過開關管T3、N2線圈后流回上電容C1的負端，此時：

變壓器副邊N1線圈產生電流回路，電流從N1線圈的非同名端流出，經過下電容C2、與開關管T2反并聯的二極管D2后流回N1線圈的同名端，此時：

將變壓器變比設為1，則

根據公式(13)、(14)、(15)得到：

上電容C1在該工作狀態中不斷放出能量，能量被N2線圈吸收后傳遞給N1線圈，然后由N1線圈通過二極管D2不斷向下電容C2充電;在此過程中，上電容C1放電，下電容C2充電，不斷減小，不斷增加，二者電壓差減少;

(4)⑦ 狀態后緊接著是⑧ 狀態，該狀態下T1、T2、T3、T4關斷;該狀態為⑦ 狀態的續流階段，電路中的電流方向如圖9所示。電流從N2線圈的同名端流出，經過下電容C2、二極管D4后流回到N2線圈的非同名端，該回路的電流不斷減小，直到為0。

經過對以上兩種中性點電壓的波動情況進行分析可知，上下電容的電壓差被限制在一個開關管和一個二極管的導通壓降之和以內，該電路拓撲能夠有效降低上下電容的電壓差。

本發明的網絡拓撲結構增加了四個開關管，由電路的模態分析，通過變壓器的繞組交替作為原邊繞組，最終設計的控制電路如圖10所示。所述驅動信號生成模塊包括減法運算單元，絕對值運算單元、限幅單元、三角波載波信號發生單元、多個比較器、數字邏輯運算單元、0V電壓給定單元;

電壓傳感器檢測到的電容C2兩端的電壓和直流電源電路的中性點電壓分別輸入減法運算單元;減法運算單元的一路輸出信號依次通過絕對值運算單元和限幅單元后作為比較器A的一路輸入信號，比較器A的另一路輸入信號為三角載波信號發聲單元產生的三角載波信號;

減法運算器的另一路輸出信號和0V電壓給定單元給定的0V電壓分別輸入比較器B;

比較器A和比較器B的輸出信號分別輸入數字邏輯運算單元，數字邏輯運算單元生成的控制信號G1、G2、G3和G4分別與開關管T1、T2、T3、T4的柵極相連接。

圖10中，VC2指的是下電容C2的電壓值，反映中性點對負直流母線端的電壓值;Vref指的是直流母線電壓的一半即中性點電壓的給定值。而0V電壓的給定與偏差信號進行比較，是為了判斷中性點電壓的漂移方向，也是為了判斷上下電容電壓的大小關系。數字邏輯運算模塊的功能是對各個信號的綜合，從而得到四個開關管T1、T2、T3、T4的柵極控制信號。

中性點電壓與給定進行減法運算，偏差信號經過絕對值運算、限幅之后與三角波載波信號進行比較，得到控制四個開關管開通和關斷的原始PWM信號。另一方面，給定信號和反饋采樣信號之差作為偏差信號，偏差信號與0V進行比較，比較值作為符號位來判斷上下電容電壓值的大小關系。符號位來決定兩個橋臂的上開關管交替導通還是下開關管交替導通，比如，當符號位為低電平信號時，上電容電壓大于下電容電壓則讓開關管T1和T3交替導通，T2和T4保持關斷;反之，下電容電壓大于上電容電壓則讓開關管T2和T4交替導通，T1和T3保持關斷。因為在電容自均壓網絡工作時，需要控制上橋臂或者下橋臂交替開通，因此在設計中對PWM進行二分頻，用二分頻信號來確定選擇兩個上橋臂的T1或者T3開通，用二分頻信號來選擇兩個下橋臂的T2或者T4開通。

為了防止同一個橋臂上兩個開關管在切換導通時刻橋臂的直通，一般需要加入一段上下開關管都不導通的死區時間，因此在設計中用不同的二分頻控制信號來分別決定同一橋臂上兩個開關管的開通和關斷。以符號位A，二分頻信號B和PWM信號C作為輸入量，以四個開關管控制信號G1、G2、G3和G4為輸出信號的真值表，如表1所示。

表1

由真值表可以得出所述數字邏輯運算單元生成控制信號的邏輯信號表達式：

式中，A表示符號位，即為比較器B的輸出信號;B表示二分頻信號;C表示原始的PWM

信號，即比較器A的輸出信號。根據式(17)繪制的輸出信號邏輯運算框圖如圖11所示。

原始PWM信號先通過二分頻，二分頻的輸出及其取反信號用于控制兩個上開關管還是兩個下開關管交替導通，符號位及其取反信號用于控制兩個上開關管的使能還是下開關管的使能。最終通過四個三輸入與門進行信號的耦合，來分別控制四個開關管的開通關斷。

下面通過具體實施例來驗證本發明的微電網功率變換系統的工作性能。

按照上述理論分析和控制方法，將逆變器三相電壓參考值設置為為所帶的ABC三相負載分別為3Ω、10Ω、100Ω。

圖12為傳統逆變器輸出電壓波形，圖12表明，0.81s到0.87s時可以發現B相電壓波形發生了比較明顯的畸變和不對稱。

對0.38s-0.40s進行FFT分析，結果如圖13所示。ABC三相電壓輸出基波幅值基本與56.6V相差不大，B相的三次諧波分量與直流分量比較大，C相的直流分量比較大。

上下電容電壓波形如圖14所示。可以看出，最后上電容電壓和下電容電壓的波動范圍基本相同，最終上電容電壓和下電容電壓的波動范圍都是32V-78V，波動頻率為50Hz。

傳統逆變器電路的中性線流入分裂電容中點的電流如圖15所示，可以看出中性線電流不是正弦波形，但電流的正半周和負半周對稱，所以一個周期內的平均值為0，上下電容電壓的平均值因而相等。

加入分裂電容自均壓電路(即本發明的變壓器、四個開關管及其相關電路)后，按照本發明的電路拓撲結構設置微電網功率變換系統，得到的輸出電壓波形如圖16所示，從圖16可以看出，輸出電壓得到了很明顯的改善。輸出電壓的傅里葉分析如圖17所示，從圖17可以看出輸出電壓基波幅值基本與給定電壓幅值接近。諧波分量很小，B相電壓波形畸變的情況不再發生。上下電容電壓波形如圖18所示，波動區間約為45V到55V。對分裂電容電壓(即電容C1和C2)進行FFT分析結果如圖19所示。從圖19可以看出電容電壓除了直流分量、基波分量還有部分諧波分量，其中7次和9次比較大。經過分裂電容自均壓控制后，中性線電壓波動更小。輸出電壓因而更加對稱。

以上所述僅為本發明的具體實施方式，本領域的技術人員將會理解，在本發明所揭露的技術范圍內，可以對本發明進行各種修改、替換和改變，因此本發明不應由上述事例來限定。

本領域的普通技術人員將會意識到，這里所述的實施例是為了幫助讀者理解本發明的原理，應被理解為本發明的保護范圍并不局限于這樣的特別陳述和實施例。本領域的普通技術人員可以根據本發明公開的這些技術啟示做出各種不脫離本發明實質的其它各種具體變形和組合，這些變形和組合仍然在本發明的保護范圍內。