4電流誤差增益在線修正

從控制的效果來講，如果滯環(huán)控制的容差帶越小，那么系統(tǒng)輸入電流的諧波成分就越小，THD值越接近于零。然而控制中由于系統(tǒng)參數(shù)的約束，如果容差帶設(shè)計過小，系統(tǒng)難以實現(xiàn)，反而使得諧波成分增加。可以就額定負載下可以實現(xiàn)的容差帶進行分析，然后留取一定的裕量，作為額定容差帶，保證系統(tǒng)的條件能力。在控制中選擇1.2倍的額定負載時允許的容差帶作為導(dǎo)師信號中的δ值。

假設(shè)主電路3相參數(shù)對稱，輸入為理想三相正弦電壓源，任意時刻總有三個開關(guān)處于開狀態(tài)，另三個處于關(guān)狀態(tài)。上下橋臂不能同時導(dǎo)通。這樣，變流器的開關(guān)狀態(tài)便形成8個開關(guān)函數(shù)。開關(guān)函數(shù)定義為如下：

di=(i=1,3,5)=1,當(dāng)Si(i=1,3,5)導(dǎo)通，Sj(j=2,4,6)關(guān)斷。di=0，當(dāng)Si關(guān)斷，Sj導(dǎo)通。

在1個開關(guān)周期內(nèi)，假設(shè)占空比為Di。di=1時，輸入端向負載端輸出能量，電感電流減小;di=0時，輸入電感存儲能量，電感電流增加，電流波形如圖5。

階段1：

具有固定滯環(huán)帶的電流控制方式有一些缺點。在滯環(huán)帶范圍內(nèi)，由峰-峰電流的波動而產(chǎn)生的PWM頻率的變化受基波波動的控制，同時，電流誤差沒有嚴格的控制。滯環(huán)控制系統(tǒng)中，滯環(huán)容差帶是根據(jù)系統(tǒng)交流電流的額定工作點定的。這樣，系統(tǒng)在低電流工作時，電流噪聲成分相對增加，系統(tǒng)頻譜變差。因此，根據(jù)靜態(tài)工作點的改變，相應(yīng)改變系統(tǒng)的滯環(huán)容差帶，可以保證系統(tǒng)電流頻譜不隨功率變化而變，這種思想較為適合負載變動頻繁的工作場合。系統(tǒng)的靜態(tài)工作點的分析可以通過檢測直流輸出來得到，但不是最佳的方案，因為時間工作過程中系統(tǒng)負載特性可能較為復(fù)雜，阻性、感性、容性是不可預(yù)測的，暫態(tài)過程中輸出電流與電壓的相位難以維持相同。對于高頻實時控制來講，可以通過FFT算法來分析系統(tǒng)的功率輸出獲負載特性，但應(yīng)用該方案負載程度增加。本文提出一種較為簡單的控制方案。

將可逆變流器的三相靜態(tài)電壓量變換到兩相旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系中，有

由于滯環(huán)控制可以控制系統(tǒng)功率因數(shù)為1，因此經(jīng)過3/2變換后，輸入有功功率是與d軸電流id成正比的，iq應(yīng)該為0。設(shè)為id的標(biāo)幺值，取額定負載時id的標(biāo)幺值為1，所以在圖2所示的基本控制器中，令，其中k在實現(xiàn)時要加下限幅。

則輸入到神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)中的電流為

nin=k△i(6)

5空間矢量調(diào)制神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制器

這里Vk是變流器的電壓矢量。

任意時刻變流器期望端電壓Vr的相角對應(yīng)于了復(fù)平面上6個區(qū)域中的1個。Vr可由給定區(qū)域內(nèi)的鄰近矢量來構(gòu)成，從而降低電磁噪聲和開關(guān)次數(shù)[8]。

通過后面的仿真和實驗我們可以看到滯環(huán)神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制器結(jié)構(gòu)簡單，由于系統(tǒng)屬于數(shù)字化實現(xiàn)，最高開關(guān)頻率是固定的，在這一點上使得系統(tǒng)參數(shù)易于設(shè)計。但滯環(huán)控制開關(guān)的狀態(tài)是難以確定的。因此變流器期望電壓矢量一般不是由相鄰的矢量構(gòu)成Vr的，任意時刻開關(guān)的狀態(tài)不可預(yù)知。

在滯環(huán)控制過程中，結(jié)合空間矢量調(diào)制原理，根據(jù)系統(tǒng)滯環(huán)條件的需要及系統(tǒng)此時期望矢量的位置來修正開關(guān)波形，形成如表2所示導(dǎo)師信號。導(dǎo)師信號中z區(qū)確定如圖8a所示，經(jīng)過這種修正后系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)時電流控制器所產(chǎn)生的開關(guān)隨時間而呈現(xiàn)空間矢量調(diào)制的特點，圖8b所示為空間矢量滯環(huán)調(diào)節(jié)穩(wěn)態(tài)工作時開關(guān)波形，可以看出穩(wěn)態(tài)時開關(guān)按照規(guī)律由同一區(qū)域的開關(guān)矢量來合成。

式中Vs是電壓源矢量;i*s參考電流矢量。

6仿真與實驗說明

系統(tǒng)中的參考電流可由下面的方程得到

I*=P*/E

這里E可由整流濾波取平均值的方式得到。

參考電壓Uref同輸出電壓Uo的差值經(jīng)PI調(diào)節(jié)后，取其為電流峰值參考，再分別與三相的同步信號相乘，得到內(nèi)環(huán)電流的參考信號I*，得到瞬時參考電流給定ijcom(j=a,b,c)，再與實際相電流ij相比較得到電流誤差信號△ij，與K相乘然后輸入神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制器，神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的輸出即為開關(guān)信號算法由DSP(TiTMS320c240[9])來實現(xiàn)。主要參數(shù)及檢測設(shè)備如下：

7結(jié)論

本文研究了三相變流器的神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制方案。①將神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制技術(shù)與電力電子電路滯環(huán)控制結(jié)合起來，實現(xiàn)了神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)在快速變化量控制中的應(yīng)用，可以提高系統(tǒng)魯棒性與控制的容錯能力，在三相輸入電源不平衡和某一相負載電流反饋丟失時，系統(tǒng)依然保持較好的控制性能;②評估系統(tǒng)負載特性，并根據(jù)負載的變化而改變電流誤差增益，有助于提高系統(tǒng)電流控制性能，全程優(yōu)化諧波，算法較為簡單;③容差帶與負載特性、開關(guān)頻率有機結(jié)合，才能保證系統(tǒng)的調(diào)節(jié)能力;④為了減小開關(guān)頻率和開關(guān)損失，采用了將空間矢量調(diào)制運用到滯環(huán)控制中的技術(shù)，由于采用數(shù)字神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)進行調(diào)節(jié)，易于實現(xiàn)。

參考文獻

[1]鄔偉揚，鄭穎楠，劉彥民(WuWeiyang，ZhengYingnang，LiuYanmin).AC/DC功率變流技術(shù)的發(fā)展與現(xiàn)狀(AreviewofAC/DCpowerconversiontechnique)[R].西安：中國電力電子技術(shù)學(xué)會五屆一次理事會學(xué)術(shù)報告(xi’an：DissertationofChinapowerelectroniccouncilconference)，1999.

[2]WeiyangWu，YingnanZheng，etal.Anovelindireetcurrentcontrolledrealizationforthethreephasevoltagesoureereversibleconverter[C].IPEMC’2000August2000，TsinghuaUniversityBeijing，China.

[3]KiTaePark，JunKooKang，SeungKiSul.AnalysisanddesignofthreephaseboostPWMconverteragainstpowerdisturbances[C].1997，774-776.

[4]FumioHarashima，etal.Applicationofneuralnetworkstopowerconvertercontrol[C].Conf.Rec.IEEE-IASAnnu.Meeting,Conf.Rxc,1989，1087-1091.

[5]KamranF.Animproveddead-beatrectifierregulatorusinganeuralnetpredictor[C].IEEE，PESC，1994，1431-1436.

[6]MalesaniL.AnovelhysteresiscontrolmethodforcurrentcontrolledvoltagesourcePWMinverterwithconstantmodulationfrequency[J].IEEETransationsonIA，1990，26(1)：88-92.

[7]MinBd.SVPWMbasedhysteresiscontrolforthethreephasePWMconverter[J].IEEProc.Electr.PowerAppl.1999，146(2)：225-230.

[8]TMS320F/C24xDSPcontrollersreferenceguide[M].