核心提示：　　電控助力轉向系統電機驅動電路設計方案的研究羅石，商高高（江蘇大學汽車與交通工程學院，江蘇鎮江212013）直流電機的優缺點，提出了電動助力轉向系統驅動電路的設計方案：上、下管均采用N溝道MOS管，

　　電控助力轉向系統電機驅動電路設計方案的研究羅石，商高高（江蘇大學汽車與交通工程學院，江蘇鎮江212013）直流電機的優缺點，提出了電動助力轉向系統驅動電路的設計方案：上、下管均采用N溝道MOS管，上管常通或常閉，下管由PWM邏輯電平控制。該方案應用于筆者所開發的電動助力轉向系統中，試驗表明，切實可行，可靠性高，能夠滿足要求。

　　近年來，隨著電子技術和控制理論研究的深入，電動助力轉向系統（EPS）得到了飛速的發展。它不但改善了汽車轉向的力控制特性，而且有效地降低了駕駛員的轉向負荷。

　　整個EPS系統由減速機構、電動機以及控制器等部分組成，電動機根據控制器的指令輸出轉矩，經減速機構傳遞到轉向器上，實現助力的功能。其中控制電路是控制軟件的硬件基礎，直接影響控制器的性能和可靠性，因此，對控制器硬件電路設計方案的研究具有積極的現實意義。

　　1設計方案分析1.1EPS系統驅動電機工作要求在行駛過程中，駕駛員根據實際道路情況不斷地轉動方向盤，調整行駛方向，因此，電動助力轉向系統的驅動電動機要能夠實現雙向運行。汽車是以蓄電池為其電源，考慮到電動助力轉向系統的隨動性和反應的快速性，這樣就決定了選用有刷直流伺服電動機（或無刷直流伺服電動機）作為其助力源，對電動機驅動控制電路的要求是能夠以高精度，快速地調整電動機的轉速和輸出轉矩K5. 1.2驅動電路的設計方案分析在助力轉向器的控制中常用脈寬調制（PWM）控制H橋電路l6*7. H橋電路中的四個大功率MOS管可以分別采用N溝道型和P溝道型MOS管，而P溝道MOS管一般不用于下管驅動電機，這樣就有兩種可行的方案：一種是采用所示的電路，上、下管分別用兩基金項目：江蘇省六大人才高峰基金資助項目（E-2002-12）個P溝道和兩個N溝道的大功率管，圖中Vdd為供電上管導通時，Ugs在1015V之間，也就是控制極電電源；另一種上、下管均用N溝道MOS管（見）。壓要隨柵極電壓的變化而變化，即浮動柵驅動。相對來說，利用兩個N溝道和兩個P溝道的大功率MOS管驅動電機的方案，控制電路簡單、成本低；但由于加工工藝的原因，P溝道MOS管的性能要比N溝道的差；該方案驅動電流較小，多運用于功率較小的驅動電路中l8，9.電動助力轉向系統，需要較大的驅動電流，工作狀態變化頻繁，要求控制電路具有較好的性能和較高的使用壽命。一方面，N溝道的MOS管載流子的遷移率較高，頻率響應較好，跨導較大；另一方面，N溝道的MOS管增大了導通電流、減小了導通電阻、降低了成本，減小了面積l9*10.綜合考慮功率要求、可靠性要求，以及N溝道的MOS管的優點，在設計中采用了使用4個相同的N溝道型MOS管的H橋電路，具備較好的性能和較高的可靠性。

　　在4個N溝道型MOS管的H橋電路中，要控制各個MOS管，必須在各管的門極提供足夠的高于柵極電壓的電壓。通常要使管子完全可靠地導通，其電壓一般在10V以上，即Ugs> 10V.對于H橋下管，直接施加10V以上的電壓即可使其導通；而對于上面的兩個管子，要使Ugs> 10V，就必須要使Ug> Vdd+10V，即驅動電路必須能提供高于電源電壓的電壓，這就要求驅動電路中增設升壓電路，提供高于1.3采用浮動柵驅動芯片的驅動電路國際上各大芯片制造商都推出了各自的浮動柵驅動的PWM驅動芯片。文中采用了IR公司的IR2103芯片，驅動電路原理如所示，其中高端驅動的輸入為PWM波，該PWM波作為控制高端PWM的信號源，作為IR2103內部自舉電路的激勵源，產生高端驅動所需的高電壓。低端驅動直接用邏輯電平控制，使低端MOS管工作時處于常開或常閉狀態。這種電路結構簡單，器件較少。

　　這種電路的內部升壓電路是利用輸入PWM控制信號作為升壓泵的振蕩源，在實際使用中，當PWM波占空比較高時，其內部電路無法正常工作，使得輸出的控制電壓下降，即Ugs電壓下降，管子無法完全導通，內阻增加，造成MOS管溫升過高，同時還使得驅動電流下降，影響PWM波的工作范圍，惡化助力轉向器的工作性能，使助力不足。

　　造成這種現象的主要原因是由于PWM波既作為控制信號，又作為升壓泵的振蕩源。

　　1.4帶多諧振蕩器驅動電路為使電路提高工作范圍，增加一多諧振蕩器作為升壓泵的振蕩源，如所示。

　　當PWM波占空比較大時，該振蕩器給升壓電路充電。這樣就克服了大占空比時PWM波既作為控制信號又作為升壓泵的振蕩源所帶來的問題，采用該方案后基本上達到了要求。該電路實際上是在原來的基礎上增加了一個充電泵電路，較大占空比時，主要是充電泵電路在工作，這樣大大擴展了PWM的工作范圍。

　　從應用的角度來看，的方案尚有缺陷。

　　首先，該電路的元器件較多，不利于制版，電路板體積較大；其次，該電路成本較高，不利于大規模生產。

　　1.5直接利用充電泵控制高端的驅動電路通過上述分析，可以看出，要實現較大范圍的PWM控制，一個充電泵是不可缺少的，而如果有充電泵電路，則高端就具備了完全導通的必要條件，那么是否能夠直接用充電泵電路來驅動H橋的高端呢，為此，在電路上作了改動，去掉了浮動柵驅動芯片，直接由PWM波控制高端MOS管的開關，如所示。電荷泵由振蕩器、兩個二極管和電容構成，振蕩器產生12V的方波，方波通過電容C1疊加在A點；方波低電平時D1導通，D2截止，A點電壓為Vdd；方波正半周時，A點電壓等于Vdd+12V，D2導通，D1截止，通過D2向電容C2充電，直到C2兩端電壓達到Vdd+12V，考慮到二極管的壓降為0.7V，實際電容兩端電壓達到Vdd+10.6V左右，電容C2的大小決定了該電荷泵的驅動能力，C2越大，輸出電流越大，但是在初始狀態下，其充電時間也越長。

　　實際使用中，該電路會使高端MOS管過熱，經分析發現，這種電路的上管開啟速度較慢，工作頻率低，高頻時會發生上管不完全導通，輸出功率下降，管子功耗增加等現象。助力電機的PWM工作頻率在15kHz以上，該電路顯然不實用。

　　2EPS驅動電路設計最終方案的驅動電路，PWM波的控制無論是直接施加在高端還是直接施加低端，都能夠產生連續可調的控制電壓，因此可以考慮采用如下方案：電機工作時，上管處于常開或常閉狀態，而用PWM邏輯電平控制下管，控制電路如所示。

　　該方案中，高端MOS管只有在電機換向時才進行開關切換，而電機的換向頻率極低，低端由邏輯電路直接控制，邏輯電路的信號電平切換較快，所以可以滿足要求；而且，該電路還有一個優點，由于上管開啟較慢，而下管關斷較快，所以，在實際控制時，換向不會出現上下管瞬間同時導通的現象，減小了換向時的電流沖擊，提高了MOS管的壽命。在實際設計中，H橋兩邊可以用同一個振蕩器作為充電泵激勵源。

　　3試驗結果采用上述方案設計的電路，已應用于實際開發的電動助力轉向控制器中，并且經過了臺架試驗和裝車后幾千公里的道路試驗。

　　堵轉時助力特性試驗曲線4結論綜上所述，EPS驅動電路宜采用上、下管均為N溝道型MOS管，上管處于常開或常閉的狀態，高端MOS管只有在電機換向時才進行開關切換，下管由PWM邏輯電平控制，H橋兩邊用同一個振蕩器作為充電泵激勵源。該方案的電路成本低廉，器件少，電路簡單可靠。